| 出于实现考虑，量化需确保高速参考时钟运行在适当地频率上。例如，PCM的原始输入是44.1 kHz，16倍内插器将导致705.6 kHz的PRF。若脉宽量化到16位，高速参考时钟必须达到46-GHz。假如只需要8位量化脉宽的话，高速参考时钟可至180 MHz。因此，用适当的技术实现将比较容易。噪音成型技术，delta-sigma调制技术，常被用来抑制量化引入的基带噪声。 处理密集的模块、正常采样器、及噪音成型量化的采样频率PRF。这是该工作的主要动机——主要的信号处理算法在较低的PRF而不是RF频率上执行。 全数字RFPWM 全数字RF PWM称为正交积分噪音成型(INS)，是用于量化及噪音成型模块的一种算法。其主要目标是抑制基带脉宽量化处理过程引入的噪声功率。它不同于其它在反馈环中引入非线性项的算法。不考虑INS算法的细节的话，正交INS可看成是2个独立的PWM调制器，分别用于复信号的同相(I)和正交分量(Q)。 这些脉宽调制使用以前描述过的相同体系结构。这些PWM输出的是基带信号，需要进一步和数字本机振荡器信号混合形成RF带通信号。假如基带PWM及数字本机振荡器信号都是二进制，混合操作只不过是简单的逻辑XOR操作。 另一种简化该混频操作的方法是使数字本振的同相支路取取当0, 1, 0, -1三值，正交支路取-1, 0, 1, 0。这样，数字混频器只输出-Q, I, Q, -I 序列。当I及Q都是二进制PWM信号时，混频器的输出也将是二进制的。为了保证本振信号是2种格式中的一种，取样频率必须是4倍本振频率。来自2个数字混频器的信号组合成需要的RF信号。 对于PWM调制的信号，信号信息在脉冲宽度中承载。因为脉冲宽度定义为上升沿和下降沿之间的持续时间，在基带PWM后过度区将被保留。然而，在同相和正交本振信号之间存在90度的相位差。因此，需要特别小心的是必须确信基带PWM与他们的本振信号分别是同步的的。因为采样率设置在4倍的本振频率，相差等于1/4周期。 基带PWM同相、正交波形是分别生成的：内部引入四分之一相差来补充同相和正交本振信号之间的相差。研究基带PWM和RFPWM的定时波形，本振信号是三值格式，而组合输出RFPWM信号是二进制。此外，两个基带PWM都分别同步到其本振信号的上升沿。  | | 数字PWM噪音成型 噪音成型广泛应用于过采样数据变换器上。噪音成型的目的是产生一个粗量化信号而不是精量化信号，在窄带上保持SNR性能。在数字PWM系统中，噪音成型在参考时钟频率很高时是非常必要的，脉宽精量化，在PRF是705.6 kHz使用16位而不是8位。 传统数据转换器的噪音成型滤波器已经研究的很透，大部分方法也可用在数字PWM上。但是在数字PWM上噪音成型的行为不同于传统的DAC，这是因为PWM引入了非线性。 仿真模型比较了PWM与传统的DAC(图4)。数字PWM和传统的DAC使用相同的噪音成型滤波器及量化器。在该仿真器中噪音传输函数(NTF)用H(z) = (1-z-1)N规定，N取值在1到5之间。就带内噪声抑制来说该类型噪音成型滤波器不是最佳的，但足以演示PWM与传统DAC的不同。DAC的模拟部件不包含在仿真器中；仅仅考虑了所有数字噪音成型环路。下面是为仿真器所选的参数： 输入的单音信号频率 =11 kHz，基带带宽 =20 kHz，采样频率 =705.6 kHz，输入信号电平 =-6 dB，FS量化级别 =64 对于传统的DAC，量化级别指示出最终的DAC使用的比特位数，而对PWM，则意味着高速时钟在每一个脉冲周期的取值范围(表1)。  | |  | | 如果NTF高频增益高量化噪音可能折回到基带。这可由PWM调制的非线性天性解释。然而，如果仅要求中等程度基带信噪比情况下，这个非线性的效果可以忽略不计。在整个仿真模型中，我们概括出为数字PWM系统设计一个非递归NTF滤波器的准则。该准则包括当滤波器输入是白噪声时，最小化基带功率与总功率的比率。滤波器参数将确保最小相位，归一化需求，其第一个系数将是1。滤波器高频增益将受限制。 然后这些准则可用下列数学公式来阐述，假设一个N抽头FIR滤波器系数为h，这里h = (h0, h1, …, hN-1)T，基带功率可以计算出来：  |  |  |  |  |  | | 硬件原型及测量 如前所述，数字PWM的所有的信号处理算法运行在PRF频率。唯一必需的高速电路是最终的PWM波形发生器。因此，在现存FPGA器件上构造全数字QAM-PWM调节器是可行的。 在数字QAM-PWM调制器的体系结构中，正交通道由几乎相同的体系结构模块组成(图5)。QAM调制器由符号速率5.057 MHz的QAM符号发生器、将采样比率提高到符号速率16倍的插补滤波器，以及一个将采样率转换到100 MHz PRF的转换器组成。 数字PWM由一个正常采样器，一个噪音整形量化模块，和一个PWM波形发生器组成。正常采样算法仅由前馈数据通路构成；因此相当容易流水线化。噪音整形量化模块有反馈路径；因此尽管PRF仅为100 MHz是相当难以实现的。 FIR NTF滤波器使用变化的结构、重新定时技术及反转部分系数的符号比特(CSD)实现。本振信号与所有可能的基带PWM信号混频是预先计算并存储在ROM 中的。该ROM通过量化输出，即脉冲量化宽度来访问。来自同步和正交通道选定的RF PWM波形将在高速串行器产生1位RF信号之前组合。 选做原型的FPGA器件是Xilinx的Virtex2pro，型号XC2VPX20-FF896，速率等级为7。该部件有片上多吉比特收发器，用作高速并到串转换器以产生3.2 GHz二进制信号(表2)。  | 当带通噪音电平低于信号大约45 dB时，更加进取性的噪音整形技术可实现更好的带通噪音性能。然而在这种情况下计算需求可能不利于可实现性；使用现存的FPGA将是困难的。EVM测量值小于1%，几乎与QAM输出端测量的EVM一样。
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